最终设计

　　以下讨论参见图5 。如果有了以上的优点，可以在汽车典型的输入电压范围内，使用CS5165A进行额定输出电流为3.5A的设计(外部需要提供负载切断和电池反向的额外保护)。假设读者已熟悉降压 SMPS的基本概念，因此在此只强调本设计更独特的特点。

　　图5　可编程稳流电路

　　第一步是将期望的参数和电流值变换为由CS5165A调节的电压值。这可以由RSENSE1 完成。为了进一步提高效率，要用运算放大器放大RSENSE1 上的电压信号，并且保持电阻中的损耗为最小。确定所需负载电流的Vref 设置点方程如下所示(其中A 是放大器电路的增益):

　　VREF=A ILOAD RSENSE1

　　从减小导通损耗和热量观点考虑选择一对NTB45N06 N-沟道功率MOSFET。另外，上部MOSFET M1选择了器件的逻辑级版本。这有助于当电荷泵峰值储备不足时，用较高的输入电压驱动上部MOSFET。

　　为了驱动上部MOSFET，用C1 作为电荷泵元件实现了一个电荷泵。C1 把电荷泵入由Q1、D1、D2 & D4、R2 & R3 和 C3 & C4构成的分流稳压电路。当M2导通而且驱动开关节点 (上部MOSFET M1的源极) 到地后，C1 通过D1充电到电池电压。然后，当M1驱动开关节点从电池电压上升时，C1上的电荷通过D2送到C3。此电压用于把M1 驱动到电池电压以上并且为器件提供足够的VGS。

　　M1包括D3 & R1，构成非对称驱动电路。在这个设计的早期版本中可以发现，穿通电流是一个问题。穿通定义为，由于M1和M2同时导通，电流直接从VBATT流到GND 。控制驱动M1 和 M2的时机非常重要，因此添加R1来延缓M1的导通时间。这可使M2有足够的时间，以便在M1导通时M2断开。CS5165A提供了一定的不重叠时间，但是增加这个电路的收获更多。当驱动周期反向时，二极管D3 减小了M1的关断时间。而当M2必须导通而且M1必须快速关断时，这减少了穿通现象。

　　另一个减少穿通现象并且提高效率的电路是D5、R5 & C6的网络。在开关节点存在高dV/dT的情况下，下部MOSFET M2 可以通过它自己的漏极-栅极电容导通。增加D5、R5 & C6可以减少这种效应：当IC的下部MOSFET驱动信号(VgateL)变高时，电流会流过二极管和电阻到FET的源极。这个电流会在电容上建立一个电压，大小等于二极管上的压降。二极管D5是一个双二极管，所以电压大约为1.2V。那么，当下部MOSFET驱动信号 (VgateL)驱动到地时，由于C6上的电压，M2的栅极实际上驱动到地以下。这个电压足够使上部MOSFET M1导通时关断M2。

　　最后，用放大器放大RSENSE1上产生的检测电压。实现的电路是一个差动配置，电压增益为10。因此，RSENSE1上产生的电压，在稳流的整个范围内，在125 mV和354 mV 之间变化。结果是，和用直接正向检测电阻方法比较，其功耗为1/10。如果RSENSE1 是0.7 欧姆而不是0.07欧姆，在检测电阻上就要浪费大约18瓦!

　　图6　电流输出范围

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