电源转换之电磁兼容性（EMC）
2007-02-08
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摘要： 电源转换之电磁兼容性（EMC）
编者按：电磁兼容性（EMC）在过去十年已成为非常通晓的名词。在90年代，欧洲要求销售于其地区的产品，必须降低辐射干扰及传导干扰。因此，现在产品在设计阶段，就会考虑到如何通过电磁兼容性的测试。
但是什么是EMC? EMC指装置、产品和系统在给予的电磁条件下，正常工作且不会降低效能和成为干扰源的能力。有某些团体如IEC及CISPR专门制定EMC标准，给予人遵循之依据。
本文会提到EMC对辐射干扰及传导干扰之规范，包括共模杂讯及差模杂讯。如何利用主电源滤波器来克服此两种杂讯，亦将有例子说明。这些杂讯可能存在于电力线，也可能由内部开关元件产生。
EMC规范
我们必须了解EMC规范，才可设计符合EMC的产品。在北美及欧洲，不特别要求电源模块必须符合规定，但是电源系统要符合其规范。
国际电子技术委员会（Internal Electrotechnical Commission – IEC）负责制定欧洲的规范。CISPR（Comite International Special des Perturbations Radioelectriques）国际无线电干扰特别委员会之CISPR22 定义最严格的辐射干扰限制，EN55022（图1）及EN55011（图2）说明这些限制。而在图1及图2的class A及Class B是分别针对于工业及本国产品的要求。依照侦测杂讯天线形式的不同，欧洲有两个上限。其中准峰值天线（Quasi-peak）的上限准位较高，而均值天线则是较低值的上限准位，但是每一装置都必须通过此两种测试标准才得以符合规定。
北美使用FCC标准，类似于欧洲的EN要求，两个量测电源供应器的标准为EN55011及EN55022。图3及图4分别表示EN55011及FCC part15 subpartB （北美）辐射干扰准位。
在北美，根据FCC规定，辐射电磁干扰最常量测的频率范围从30MHz至10GHz，而传导干扰最常量测的频率范围从几KHz至30MHz。
图1：EN 55022 传导干扰准位
图2：EN 55011/FCC Part15 Subpart B 传导干扰准位。2004年5月23日后，FCC Part15 Subpart B 与EN55011的传导干扰准位一致。
图3：EN 55011 辐射干扰准位
图4：FCC Part 15 Subpart B 辐射干扰准位
共模杂讯（Common mode）及差模杂讯（Differential mode）
两个主要杂讯来源：一为共模杂讯，一为差模杂讯。共模杂讯（见图5）来自共模电流。在单相电力系统应用中，其能量对两条电力线是共同的，能量在导在线传导为同向，以地为参考点。因为在同一时间，在两条电力在线有一样的能量大小，而无法用任何元件跨在这两条电力线间来作衰减。共模电流产生的共模杂讯，永远存在于进入设备的电源在线。因此我们可在原型机种设计阶段，于测试是否符合EMC前，量测电源线以尽量降低电流。因为在大部份情况，共模电流无法接受，则辐射干扰测试亦将失败。共模电流可使用250MHz频率范围的高频电流探棒及频谱分析仪来量测。
图5：共模杂讯
差模杂讯（见图6）与共模杂讯相反。其产生是由于电流进入火线（Line）而由中性线（Neutral）流出，反之亦然。
图7为一个单相AC电源滤波器范例，此滤波器普遍用于降低进出电源供应器的共模杂讯及差模杂讯。我们把图7滤波器分成几个方块来帮助说明所有的功能。方块A及B有同样功能，但一是为了输入杂讯，一为了输出杂讯。
附注 : Section A 及Section B两方块进行同一作用。不同的是一为防止杂讯进入设备，而另一为防止杂讯离开此设备。
图6：差模杂讯
图7：AC电源线主滤波器
方块介绍
■Section A:
电感L1/L2及电容C1形成一个差模滤波器，防止杂讯进入电源供应器。差模杂讯的产生，是由于电流流入火线（或中性线）而由中性线（或火线）流出。L1及C1或L2及C1构成一个分压电路，针对于杂讯的频率，电容器为低阻抗（高负载） ，因此可降低电力线杂讯。举例说明，在某一特定频率，L1的阻抗10K，而C1的阻抗1K，杂讯通过滤波器强度只剩下原本十分之一或减少20dB。
■Section B:
电容C2和C3形成一个对地的共模滤波器，共模杂讯是一流经火线（Line）及中性线（Neutral）导线，而藉安全接地流回的同相电流，因而产生火线（Line）或中性线（Neutral）对地电压，C2、C3、C4及C5等容值，任何在这些导线之共模杂讯皆将被引导到地。
附注 :医疗设备因漏电流关系不采用Section B的电路。
■Section C:
图7 Section C为无参考点之Zorro电感（共模电感）。利用绕线圈方向使其产生之电流互为反向，因此任何杂讯可互相抵消。因共模电流产生之磁通是累积的，产生阻抗，可减低在线杂讯。但差模电流流向相反，因差模电流产生之磁通会相互抵消，因此其阻抗不会发生任何影响。
附注：电容C1和C6为X电容用于减低差模杂讯，且能耐主电压. X电容容值。通常从0.1uF至2uF. C2至C5电容为Y电容，用于对付共模杂讯且不因损坏后而变短路。(因此比X电容贵，Y电容值较小通常在0.02uF至0.1uF之间。)
AC电源线滤波器之设计范例 （返驰式交流转直流转换器）
■设计要求：
变压器圈数比＝10
输出阻抗（Zs）＝10Ω (负载阻抗，最大输出功率之最恶劣条件)
杂讯降低要求20KHz ＝ 35dB
为未知之频率突波预留之额外空间＝6dB
交流频率（F1）=60Hz
开关频率（Fs）=100KHz
首先要知道输出负载阻抗，以决定滤波器的值。由输出阻抗，根据等式1导出一次侧的阻抗。
Zp：＝a2·Zs─（等式1）
Zp：＝1×103
Zp ＝一次侧阻抗
Zs ＝二次侧阻抗
a ＝变压器圈数比
在输入端，滤波器设计了使输入端与负载端通透，其截止频率要十倍于输入的电源频率，也就是说不可以小于600Hz。若要求在20KHz频率，杂讯减少41Db（35dB加上6dB的预留空间）。设计工程师可以把20KHz除2，而相对应的dB值为41dB减掉12dB （如表格1所示）。开始先采用单电感来看是否达到我们的要求。如果不能，就需要串联第二个电感。单电感设计可让每八度降12dB或每十倍频率降40dB。如表1所示，单一电感即足以达到我们的要求。截止频率为1.25KHz（大于600Hz底限）。
若已知截止频率，可由等式2得出电感值。
L ＝ Zp/（2π·Fo）─（等式2）
L ＝ 0.127H
其中
L ＝ 差动电感
Zp ＝ 一次侧阻抗（从二次侧反射过来）
Fo ＝ 表格1之截止频率
由等式3，则可以决定差动电容的值，来完成Section A差模滤波器的设计。
Zp ＝ （L/Cd）1/2 ─(等式3)
Cd＝6.366×10-9 F
其中
L ＝差动电感
Zp ＝一次侧阻抗（从二次侧反射过来）
为了平衡滤波，在line及neutral即火线及中性在线各有一个电感。如此，我们可把求出的值除以2，得到64mH。若感值太大，可使用二颗电感来设计以降低电感尺寸。而使用多电感设计不但可降低电感的尺寸，并因Ｑ值变小，振荡的机会也会变小。
表格２显示在滤波器中多加一颗电感，让每八度下降24dB，利用等式4及5导出新的感值及容值。
Lnew ＝ Zp/（2π·Fnew ）─（等式4）
Lnew ＝0.032H
其中
Lnew ＝新差动电感.
Zp ＝一次侧阻抗（从二次侧反射过来）
Fnew ＝表格2截止频率
再一次，为了平衡滤波，导出之感值除以2，得到16mH。
Cdnew ＝Lnew /Zp2 ─（等式5）
Cdnew ＝3.183×10-8F
其中
Lnew ＝ 新的差动电感.
Zp ＝一次侧阻抗（从二次侧反射过来）
现在剩下共模Zorro电感的值要求，方法如同上感值求法，除了把截止频率由Fo改为PWM开关频率及相同的衰喊dB值，同差模滤波需二个电感，二个Zorro电感也需使用于共模滤波器上。
利用等式6及7，可求出Zorro电感（Lzooro）及Zorro电容值。
Lzooro ＝ Zp/（2π·Foz）─（等式6）
Lzooro ＝ 6.366×10-3 H
其中
Lzooro ＝共模电感
Zp ＝一次侧阻抗（从二次侧反射回来）
Foz＝表2截止频率
Czooro ＝Lzooro/Zp2 ─（等式7）
Czooro＝6.366×10-9 F
其中
Lzooro ＝共模电感
Zp ＝一次侧阻抗（从二次侧反射过来）
最后设计如图８
图8：完成之滤波器
如在高频杂讯有问题，可加一个铁粉芯（铁粉芯在低频时，可视为一电阻（50至200Ω），在高频（30MHz）时则为电感）。如果在差模方面有问题时，增加一些Lnew 感值，或使用质量较好的Cdnew电容，因为有可能在有问题的频率上有太大的漏电流。若为了对抗共模杂讯问题，则是增加Lzooro感值。
如何降低电源转换时内外部杂讯
在交流转直流之电源供应器上有3个产生杂讯的区域：
1.在进入电源供应器的主电源，永远存在著杂讯（共模及差模）
2.电源供应器的开关频率（共模杂讯）
3.快速开关时的上升及下降缘及MOSFET关闭时所产生的ring
■AC主电源
对杂讯比较大的主电源线，用AC电源滤波器。此滤波器要尽量靠近AC电源线，进入PCB板的位置，见图９。且下地要离一次侧的大地愈近愈好，并尽量多打贯孔（VIA）。要减少共模及差模杂讯进出设计之单体，需要使用AC电源线滤波器。
图9：共模滤波器之连接到接地平面
■电源供应器的开关频率
像系统时钟，许多电源供应器有脉宽调节元件（PWM），用一个频率切换来控制输出电压。因此如系统时钟，需小心其布局，PWM控制器也要小心考虑其布局。
在返驰式，顺向式或用其它架构设计变压器，要确定从一次侧的线圈绕组到主开关MOSFET（无论外置或内置）的泄极（Drain）的走线要尽可能粗且短，见图10。这可降低走在线的电感，来使ringing最小。而对MOSFET及PWM控制器而言，则需要足够的接地孔及接地，需有与走线平行的地，来充当电流回路（如杂散电容不会有问题）。如果仍有问题存在，可如图10般，移除位于MOSFET到变压器走线下的地，使MOSFET泄极之电容达到最小。当MOSFET开关时，电流流经地对其杂散电容充放电，若图10斜线部分之接地平面未移除时，额外之电流将流经地造成更多的共模传导杂讯。
图10：如何减少MOSFET泄极端之杂散电容
做为开开模式的MOSFET之源极，必须确实连接到一次侧的接近平面。要达到此目标，可使用大的源极终端平面，以可容纳足够的接地孔。（取决工作电流大小）以连接到接地平面。如图11。
图11：利用足够大的接地平面及足够数目的贯孔连接内建MOSFET的源极
■快速开关时的上升、下降缘及Ringing
图12所示为电阻、电容及二极管（RDC）线路（R1,C1及D1）。其目的有二：首先，C1可减缓当Q1关闭时泄极电压的爬升速度（平缓以减低辐射电磁干扰）。其次，可保持输入电压在2Vcc以下而不会超过MOSFET的崩溃电压。选择够大的C1电容，使泄极上升电压及下降电流交点，降低使晶体的热消耗大大减少。R2及C2线路对减少当MOSFET回到输入电压准位时，所产生的一次侧ringing也很重要。如图13及图14所示。
图12：RCD Snubber及RC ringing电路
由以下步骤来决定C2及R2的值:
1.根据ringing的频率来决定周期
2.由步骤１之周期乘以５
3.设定电阻值（通常低于100）
4.步骤3之得值除以步骤2之得值
图13：无R2，C2之一次侧电压波形
图14：加R2，C2 之一次侧电压波形
附注：C2及R2电路之好处为可降低如图11之ringing。但坏处为高频纹波流经C2在R2产生热消耗，若减低杂讯重于效率，则此线路可减少杂讯,但也减低效率。
印刷电路板之准则：
1.正确适当摆放零件之位置及方向
2.若使用散热片，确实接地
3.必要时需隔离零件
4.共模电容应选用低等效电阻(ESR)且维持短的接地接
5.若使用跨在变压器之Snubber电路，以减缓MOSFET在关闭时之电压上升速度时，确定到MOSFET及变压器的走线要短。如可以，把Snubber电路置于电压器二之间。
6.避免在电源平面与接地平面间有狭槽
7.在50MHz频率以下，传去耦合方法是有效的。使用一至二颗去耦合电容(通常为0.1或0.01uF)置于靠近IC电源及接地脚位，必须考虑到IC及电容间所形成之回路面积要最小。
8.接地要够短、够厚及够大
9.避免走线或平面有锐角
10.把会产生杂讯的零件放在一起，若要屏壁时,可较容易达到
11.若有可能时，使用多层印刷电路板
处理医疗设备的安全性
共模杂讯对较灵敏的设备，例如医疗设备是一个问题。若仪器会与病人接触，则漏电流必须限制在100uA以下。这意谓著，大部分的电源供应器的设计工程师，会限制漏电流在20u 到40uA之间。为了达到此以严苛要求，不会使用接到地的共模滤波电容，而是使共模电感及feed through电容(高频杂讯被导引到机壳的地而不是信号地)，及增加一个变压器或隔离进入电源供应器的电力线，以降低共模传导干扰脉冲。安规:IEC950/UL1950 Class II即用于规范医疗设备。
结论
目前EMC是设计系统的一个重要阶段，而未来会更加严格。我们必须注意到当开关动作发生时，无论辐射或传导杂讯也跟著发生。本文提到的为关于PCB板层级设计时之技术，如果要降低更多辐射方面的杂讯时，使用导电性材质的封闭外壳，来阻绝辐射源亦为另一种方式。但天下没有白吃的午餐，为符合规范及安全规定增加成本是不可避免的。
本文会提到EMC对辐射干扰及传导干扰之规范，包括共模杂讯及差模杂讯。如何利用主电源滤波器来克服此两种杂讯，亦将有例子说明。这些杂讯可能存在于电力线，也可能由内部开关元件产生。
EMC规范
我们必须了解EMC规范，才可设计符合EMC的产品。在北美及欧洲，不特别要求电源模块必须符合规定，但是电源系统要符合其规范。
国际电子技术委员会（Internal Electrotechnical Commission – IEC）负责制定欧洲的规范。CISPR（Comite International Special des Perturbations Radioelectriques）国际无线电干扰特别委员会之CISPR22 定义最严格的辐射干扰限制，EN55022（图1）及EN55011（图2）说明这些限制。而在图1及图2的class A及Class B是分别针对于工业及本国产品的要求。依照侦测杂讯天线形式的不同，欧洲有两个上限。其中准峰值天线（Quasi-peak）的上限准位较高，而均值天线则是较低值的上限准位，但是每一装置都必须通过此两种测试标准才得以符合规定。
北美使用FCC标准，类似于欧洲的EN要求，两个量测电源供应器的标准为EN55011及EN55022。图3及图4分别表示EN55011及FCC part15 subpartB （北美）辐射干扰准位。
在北美，根据FCC规定，辐射电磁干扰最常量测的频率范围从30MHz至10GHz，而传导干扰最常量测的频率范围从几KHz至30MHz。
图1：EN 55022 传导干扰准位
图2：EN 55011/FCC Part15 Subpart B 传导干扰准位。2004年5月23日后，FCC Part15 Subpart B 与EN55011的传导干扰准位一致。
图3：EN 55011 辐射干扰准位
图4：FCC Part 15 Subpart B 辐射干扰准位
共模杂讯（Common mode）及差模杂讯（Differential mode）
两个主要杂讯来源：一为共模杂讯，一为差模杂讯。共模杂讯（见图5）来自共模电流。在单相电力系统应用中，其能量对两条电力线是共同的，能量在导在线传导为同向，以地为参考点。因为在同一时间，在两条电力在线有一样的能量大小，而无法用任何元件跨在这两条电力线间来作衰减。共模电流产生的共模杂讯，永远存在于进入设备的电源在线。因此我们可在原型机种设计阶段，于测试是否符合EMC前，量测电源线以尽量降低电流。因为在大部份情况，共模电流无法接受，则辐射干扰测试亦将失败。共模电流可使用250MHz频率范围的高频电流探棒及频谱分析仪来量测。
图5：共模杂讯
差模杂讯（见图6）与共模杂讯相反。其产生是由于电流进入火线（Line）而由中性线（Neutral）流出，反之亦然。
图7为一个单相AC电源滤波器范例，此滤波器普遍用于降低进出电源供应器的共模杂讯及差模杂讯。我们把图7滤波器分成几个方块来帮助说明所有的功能。方块A及B有同样功能，但一是为了输入杂讯，一为了输出杂讯。
附注 : Section A 及Section B两方块进行同一作用。不同的是一为防止杂讯进入设备，而另一为防止杂讯离开此设备。
图6：差模杂讯
图7：AC电源线主滤波器
方块介绍
■Section A:
电感L1/L2及电容C1形成一个差模滤波器，防止杂讯进入电源供应器。差模杂讯的产生，是由于电流流入火线（或中性线）而由中性线（或火线）流出。L1及C1或L2及C1构成一个分压电路，针对于杂讯的频率，电容器为低阻抗（高负载） ，因此可降低电力线杂讯。举例说明，在某一特定频率，L1的阻抗10K，而C1的阻抗1K，杂讯通过滤波器强度只剩下原本十分之一或减少20dB。
■Section B:
电容C2和C3形成一个对地的共模滤波器，共模杂讯是一流经火线（Line）及中性线（Neutral）导线，而藉安全接地流回的同相电流，因而产生火线（Line）或中性线（Neutral）对地电压，C2、C3、C4及C5等容值，任何在这些导线之共模杂讯皆将被引导到地。
附注 :医疗设备因漏电流关系不采用Section B的电路。
■Section C:
图7 Section C为无参考点之Zorro电感（共模电感）。利用绕线圈方向使其产生之电流互为反向，因此任何杂讯可互相抵消。因共模电流产生之磁通是累积的，产生阻抗，可减低在线杂讯。但差模电流流向相反，因差模电流产生之磁通会相互抵消，因此其阻抗不会发生任何影响。
附注：电容C1和C6为X电容用于减低差模杂讯，且能耐主电压. X电容容值。通常从0.1uF至2uF. C2至C5电容为Y电容，用于对付共模杂讯且不因损坏后而变短路。(因此比X电容贵，Y电容值较小通常在0.02uF至0.1uF之间。)
AC电源线滤波器之设计范例 （返驰式交流转直流转换器）
■设计要求：
变压器圈数比＝10
输出阻抗（Zs）＝10Ω (负载阻抗，最大输出功率之最恶劣条件)
杂讯降低要求20KHz ＝ 35dB
为未知之频率突波预留之额外空间＝6dB
交流频率（F1）=60Hz
开关频率（Fs）=100KHz
首先要知道输出负载阻抗，以决定滤波器的值。由输出阻抗，根据等式1导出一次侧的阻抗。
Zp：＝a2·Zs─（等式1）
Zp：＝1×103
Zp ＝一次侧阻抗
Zs ＝二次侧阻抗
a ＝变压器圈数比
在输入端，滤波器设计了使输入端与负载端通透，其截止频率要十倍于输入的电源频率，也就是说不可以小于600Hz。若要求在20KHz频率，杂讯减少41Db（35dB加上6dB的预留空间）。设计工程师可以把20KHz除2，而相对应的dB值为41dB减掉12dB （如表格1所示）。开始先采用单电感来看是否达到我们的要求。如果不能，就需要串联第二个电感。单电感设计可让每八度降12dB或每十倍频率降40dB。如表1所示，单一电感即足以达到我们的要求。截止频率为1.25KHz（大于600Hz底限）。
若已知截止频率，可由等式2得出电感值。
L ＝ Zp/（2π·Fo）─（等式2）
L ＝ 0.127H
其中
L ＝ 差动电感
Zp ＝ 一次侧阻抗（从二次侧反射过来）
Fo ＝ 表格1之截止频率
由等式3，则可以决定差动电容的值，来完成Section A差模滤波器的设计。
Zp ＝ （L/Cd）1/2 ─(等式3)
Cd＝6.366×10-9 F
其中
L ＝差动电感
Zp ＝一次侧阻抗（从二次侧反射过来）
为了平衡滤波，在line及neutral即火线及中性在线各有一个电感。如此，我们可把求出的值除以2，得到64mH。若感值太大，可使用二颗电感来设计以降低电感尺寸。而使用多电感设计不但可降低电感的尺寸，并因Ｑ值变小，振荡的机会也会变小。
表格２显示在滤波器中多加一颗电感，让每八度下降24dB，利用等式4及5导出新的感值及容值。
Lnew ＝ Zp/（2π·Fnew ）─（等式4）
Lnew ＝0.032H
其中
Lnew ＝新差动电感.
Zp ＝一次侧阻抗（从二次侧反射过来）
Fnew ＝表格2截止频率
再一次，为了平衡滤波，导出之感值除以2，得到16mH。
Cdnew ＝Lnew /Zp2 ─（等式5）
Cdnew ＝3.183×10-8F
其中
Lnew ＝ 新的差动电感.
Zp ＝一次侧阻抗（从二次侧反射过来）
现在剩下共模Zorro电感的值要求，方法如同上感值求法，除了把截止频率由Fo改为PWM开关频率及相同的衰喊dB值，同差模滤波需二个电感，二个Zorro电感也需使用于共模滤波器上。
利用等式6及7，可求出Zorro电感（Lzooro）及Zorro电容值。
Lzooro ＝ Zp/（2π·Foz）─（等式6）
Lzooro ＝ 6.366×10-3 H
其中
Lzooro ＝共模电感
Zp ＝一次侧阻抗（从二次侧反射回来）
Foz＝表2截止频率
Czooro ＝Lzooro/Zp2 ─（等式7）
Czooro＝6.366×10-9 F
其中
Lzooro ＝共模电感
Zp ＝一次侧阻抗（从二次侧反射过来）
最后设计如图８
图8：完成之滤波器
如在高频杂讯有问题，可加一个铁粉芯（铁粉芯在低频时，可视为一电阻（50至200Ω），在高频（30MHz）时则为电感）。如果在差模方面有问题时，增加一些Lnew 感值，或使用质量较好的Cdnew电容，因为有可能在有问题的频率上有太大的漏电流。若为了对抗共模杂讯问题，则是增加Lzooro感值。
如何降低电源转换时内外部杂讯
在交流转直流之电源供应器上有3个产生杂讯的区域：
1.在进入电源供应器的主电源，永远存在著杂讯（共模及差模）
2.电源供应器的开关频率（共模杂讯）
3.快速开关时的上升及下降缘及MOSFET关闭时所产生的ring
■AC主电源
对杂讯比较大的主电源线，用AC电源滤波器。此滤波器要尽量靠近AC电源线，进入PCB板的位置，见图９。且下地要离一次侧的大地愈近愈好，并尽量多打贯孔（VIA）。要减少共模及差模杂讯进出设计之单体，需要使用AC电源线滤波器。
图9：共模滤波器之连接到接地平面
■电源供应器的开关频率
像系统时钟，许多电源供应器有脉宽调节元件（PWM），用一个频率切换来控制输出电压。因此如系统时钟，需小心其布局，PWM控制器也要小心考虑其布局。
在返驰式，顺向式或用其它架构设计变压器，要确定从一次侧的线圈绕组到主开关MOSFET（无论外置或内置）的泄极（Drain）的走线要尽可能粗且短，见图10。这可降低走在线的电感，来使ringing最小。而对MOSFET及PWM控制器而言，则需要足够的接地孔及接地，需有与走线平行的地，来充当电流回路（如杂散电容不会有问题）。如果仍有问题存在，可如图10般，移除位于MOSFET到变压器走线下的地，使MOSFET泄极之电容达到最小。当MOSFET开关时，电流流经地对其杂散电容充放电，若图10斜线部分之接地平面未移除时，额外之电流将流经地造成更多的共模传导杂讯。
图10：如何减少MOSFET泄极端之杂散电容
做为开开模式的MOSFET之源极，必须确实连接到一次侧的接近平面。要达到此目标，可使用大的源极终端平面，以可容纳足够的接地孔。（取决工作电流大小）以连接到接地平面。如图11。
图11：利用足够大的接地平面及足够数目的贯孔连接内建MOSFET的源极
■快速开关时的上升、下降缘及Ringing
图12所示为电阻、电容及二极管（RDC）线路（R1,C1及D1）。其目的有二：首先，C1可减缓当Q1关闭时泄极电压的爬升速度（平缓以减低辐射电磁干扰）。其次，可保持输入电压在2Vcc以下而不会超过MOSFET的崩溃电压。选择够大的C1电容，使泄极上升电压及下降电流交点，降低使晶体的热消耗大大减少。R2及C2线路对减少当MOSFET回到输入电压准位时，所产生的一次侧ringing也很重要。如图13及图14所示。
图12：RCD Snubber及RC ringing电路
由以下步骤来决定C2及R2的值:
1.根据ringing的频率来决定周期
2.由步骤１之周期乘以５
3.设定电阻值（通常低于100）
4.步骤3之得值除以步骤2之得值
图13：无R2，C2之一次侧电压波形
图14：加R2，C2 之一次侧电压波形
附注：C2及R2电路之好处为可降低如图11之ringing。但坏处为高频纹波流经C2在R2产生热消耗，若减低杂讯重于效率，则此线路可减少杂讯,但也减低效率。
印刷电路板之准则：
1.正确适当摆放零件之位置及方向
2.若使用散热片，确实接地
3.必要时需隔离零件
4.共模电容应选用低等效电阻(ESR)且维持短的接地接
5.若使用跨在变压器之Snubber电路，以减缓MOSFET在关闭时之电压上升速度时，确定到MOSFET及变压器的走线要短。如可以，把Snubber电路置于电压器二之间。
6.避免在电源平面与接地平面间有狭槽
7.在50MHz频率以下，传去耦合方法是有效的。使用一至二颗去耦合电容(通常为0.1或0.01uF)置于靠近IC电源及接地脚位，必须考虑到IC及电容间所形成之回路面积要最小。
8.接地要够短、够厚及够大
9.避免走线或平面有锐角
10.把会产生杂讯的零件放在一起，若要屏壁时,可较容易达到
11.若有可能时，使用多层印刷电路板
处理医疗设备的安全性
共模杂讯对较灵敏的设备，例如医疗设备是一个问题。若仪器会与病人接触，则漏电流必须限制在100uA以下。这意谓著，大部分的电源供应器的设计工程师，会限制漏电流在20u 到40uA之间。为了达到此以严苛要求，不会使用接到地的共模滤波电容，而是使共模电感及feed through电容(高频杂讯被导引到机壳的地而不是信号地)，及增加一个变压器或隔离进入电源供应器的电力线，以降低共模传导干扰脉冲。安规:IEC950/UL1950 Class II即用于规范医疗设备。
结论
目前EMC是设计系统的一个重要阶段，而未来会更加严格。我们必须注意到当开关动作发生时，无论辐射或传导杂讯也跟著发生。本文提到的为关于PCB板层级设计时之技术，如果要降低更多辐射方面的杂讯时，使用导电性材质的封闭外壳，来阻绝辐射源亦为另一种方式。但天下没有白吃的午餐，为符合规范及安全规定增加成本是不可避免的。
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