T5荧光灯自从面世以来，以其高光效，小尺寸而得到了越来越多的青睐。但是，与T8灯管不同的是，T5灯管因其工作电压相对较高，保护要求相对苛刻，而必须要配合电子式镇流器工作。为此，英飞凌公司推出了智能荧光灯电子镇流器控制器ICB1FL02G。这是一款将PFC和镇流器控制二合一的控制芯片。其出色的数字控制功能，完善的T5灯管保护特性，紧凑的尺寸，给T5灯电子镇流器的设计带来了极大的便利。尤其要特别指出的是，此款控制器可以用最少的器件数目和成本来同时驱动4个灯管，并且每一个灯管都具有寿命终了保护(EOL)、灯管移除保护、整流状态保护、容性状态保护、恒定点灯电压等T5灯管所要求的保护模式。

　　在此芯片的Datahseet和应用手册中已经给出了此芯片的工作原理与T5 54W单灯管的一般设计过程。本文将着重讨论此芯片在4灯管设计过程中的特点和要点。以T5 14W 4灯管镇流器为例，以下是用ICB1FL02G智能控制器实现的设计过程。

图1 采用ICB1FL02G的T5 14W 4灯管电子镇流器电路原理图

　　图1就是T5 14W 4灯管电路的原理图。此电路包含了两个部分，芯片左边是PFC功率因素校正部分，右边是半桥驱动灯管部分。灯管连接采用两灯管串联，两路并联的方式，从而可以实现每个灯管进入异常状态时，都会被ICB1FL02G对应的引脚检测到。T5灯管的预热采用带有辅助绕组的电压型预热方式，从而4个灯管都可以被充分地预热。设计时，首先需要定义镇流器的工作规格参数(见表1)。

表1 镇度器工作参数

　　然后，分别就PFC和半桥驱动部分来探讨其设计要点。

　　PFC电路设计

　　此芯片PFC控制部分工作原理与传统临界导通(Critical CM)PFC控制芯片并无很大的不同。只是在负载减小到一定程度后，会进入稳定的电流断续模式(DCM)状态。何时进入DCM模式由内部数字PI滤波器的输出而定。开关工作在零电压开通模式，其工作频率随输入电压而变化。PFC级最关键的设计在于电感，其电感量可由以下3个公式中的最小值来确定。

　　轻载进入DCM时：

　　其中PFC效率ηPFC估计为0.95，TON_MAX为IC内部固定，为23.5μs。计算可得L1=1.07mH。考虑到电感需要传递65W左右的功率，所以选择EPCOS的N87材质。根据峰值电流可以选择E25.4/10/7大小的磁芯。线圈匝数选为103匝。

　　半桥谐振回路设计

　　ICB1FL02G是带有可编程预热和启动过程的控制器，其典型的工作过程如图2所示。只需R21到R23这三个电阻就可以分别设定预热时间，预热频率和工作频率。R31～R33和R41～R43可以做灯管移除检测，灯管过压和灯管整流状态保护。R36和R46是灯管下灯丝检测和保护。C18和C19构成了下管MOSFET的分压电路，可以用来检测半桥谐振回路是否进入到了容性模式。

图2 ICB1FL02G从启动到最后正常工作的典型过程

　　谐振参数的确定

　　半桥电路中的Q2、Q3、T1、C20和灯一起组成了LCR谐振网络。谐振网络入端电压有效值为：

　　考虑到灯管为串联状态，此时LCR谐振网络的阻尼主要是两个灯管串联后的阻抗。所以稳态工作时谐振网络增益满足下式：

　　是稳态工作的角频率。除LT1和C20外，其余皆为已知项。初选C20=2.7nF，则由上式可得LT1=3.68mH。

　　谐振电感的选取与设计

　　对于谐振电感磁芯的准确选取，难点在于其工作电流的计算。其实对于此谐振回路来说，流过电感的电流可以分为两个阶段。在灯管点亮前此电路是属于LC谐振，因为回路阻尼很小，谐振电流和电压都非常高。点灯后由于灯电阻的引入，就变成了LCR谐振，电感谐振电流相对下降了。以下就来分别计算其谐振电流值。

　　点灯状态时，调节R24和R25就可以调节最大谐振电流，也就是最高点灯电压。假设我们定义灯管的最高点灯电压峰值VIGN_pk为700V，则点灯频率fIGN：

　　在此点灯频率下，谐振电感的电流峰值IT1_IGN_pk可以从下式得出：

　　这个值也是电感T1在所有正常工作状态下的电流峰值。

　　同时我们也可以计算灯在正常工作时的电感电流有效值。假设LC自然谐振频率

　　引入中间变量γ=fRUN/fo ，则此谐振网络的品质因素为：

　　电感在正常工作时的电流有效值IL2_RMS可以按照Q值来计算：

　　得到了电感电流峰值和有效值后，通过AP法就可以得到磁芯的大概尺寸了。

　　其中ΔBT1_max是磁芯的最高工作磁通密度，由于是双向工作，可以选择2260=520mT。DT1是绕组的电流密度，可以选择3*106A/m2。KT1是电感窗口利用系数，可以选择0.3。这样计算后的结果是1.16*10-9m4。按照AP=Ae*Aw，找到EPCOS N87材质的E25.4/10/7可以满足此AP值。绕组圈数N1=109匝。图1中的T2与T1是完全一样的。

　　相移角的影响

　　与此同时，Q值和γ值还会影响到谐振回路的电流形状。图3给出了半桥MOSFET电流与电压的开关波形。

图3 谐振半桥MOSFET电流与电压波形

　　在ZVS工作状态下，电流会滞后于电压一定的角度θ。此相移角关系到电路的诸多方面。相移角大的话可以确保工作在ZVS状态，但是电流峰值相对会变大，影响效率。相移角小可能会导致ZVS工作状态丢失。因为在小相移角情况下，在半桥死区时间段内，反向谐振电流太小，可能不足以使MOSFET体二极管触发导通。MOSFET开通时的电流尖峰就由此产生。一般根据灯电流的不同，θ值可选择在30o到60o之间，并且可以随灯电流的增大而减小。调节C20和LT1的比例可以调节此角度。

　　此设计中，谐振电流相对于电压的相移角为：

　　这个值可以确保电路工作在感性状态，所以就无需修正C20和LT1的取值了。

　　电压预热辅助电路的设计

　　对于电压型预热电路来说，先前文献较少提及其设计过程。其实当理解了其工作原理之后，设计就变得简单了。图1中T1、L21、C21和上管灯丝构成了一组电压型辅助预热电路，N2是谐振电感T1的副边，并且按照N=N1:N2的关系耦合到了电感上的电压。在预热阶段，半桥谐振电路以预热频率工作，电感上感应的电压被耦合到了预热电路上，用来加热灯丝。一般选择L21和C21的自然谐振频率等于预热频率，所以灯丝上的电压就是N2上的电压。点灯后，正常工作频率会远低于预热频率，此时L21和C21呈现高阻抗，从而截断了灯丝的预热电流。所以假设预热时灯管电压VPH要求在70V，则预热频率fPH为：

　　ωPH=2πfPH，照此预热频率，可以选择C21=22nF，则电感L21：

　　在预热状态下，流过灯丝的电流IF就完全由匝比N来决定了。假设灯丝阻抗为RF，则

　　灯丝阻抗是一个变值，对于T5 14W的灯来说，冷态阻抗在10欧姆左右，加热后会升到40欧姆以上。由此公式，可以画出灯丝电流随匝比N和电阻RF变化而变化的曲线，见图4。

图4 灯丝电流随灯丝电阻变化和匝比N变化的曲线

　　从T5 14W灯管的规格中可以了解，灯丝的预热能量E需要满足下式：

　　其中Q是把灯丝加热到适当温度的初始能量，在这里是0.9J;P是为了在预热时间t内维持此温度，所需要的灯丝功率，这里是0.75W左右。根据热态与冷态灯丝阻抗Rh/Rc要在4～6之间的规定，预热时的灯丝电阻可以选为冷态的4倍，对于T5 14W灯而言也就是40Ω。从图4中可知，选择N=40，在40Ω时的预热电流是0.14A左右，可以满足预热要求。由此T1副边绕组N2可以定为3匝。

　　在电路中C24和C34是作为辅助启动电容，来确定灯管启动顺序和降低启动电压的。由于电容电压不能突变，所以与其并联的上灯管会后于下灯管而点亮。其容值必须要远小于谐振电容C20和C30，以免影响谐振工作点。在这里我们选择1600V，330pF的薄膜电容。

　　这样，我们就确定了此T5 14W 4灯管电压型预热镇流器的主要参数。其余参数的设计可由芯片数据手册中的参考设计来得到，此处不再赘述。